摘要：在研究和商业应用中，使用小型单片集成放大器记录神经信号具有极高的兴趣，在这些应用中，通常需要并行采集100个或更多通道的信号。本文回顾了基于CMOS技术（包括横向双极器件）的低噪声生物医学放大器设计的最新进展。文章从噪声效率因子（NEF）、输入端等效绝对噪声、
在研究和商业应用中，使用小型单片集成放大器记录神经信号具有极高的兴趣，在这些应用中，通常需要并行采集100个或更多通道的信号。本文回顾了基于CMOS技术（包括横向双极器件）的低噪声生物医学放大器设计的最新进展。文章从噪声效率因子（NEF）、输入端等效绝对噪声、电流消耗和面积四个方面，按每通道对七种主要的电路拓扑类别进行了识别和分析。观察到NEF值呈下降趋势的历史趋势，而绝对噪声功率和电流消耗则跨越了五个数量级以上的广泛范围。通过晶体管级仿真和测量，对采用180纳米和350纳米CMOS技术制造的五种不同原型设计中的横向双极晶体管作为放大器输入器件的性能进行了研究。测得的最低噪声基底为9.9 nV/√Hz，偏置电流为10µA，由此得出的NEF值为1.2。 一、简介 在医学和行为研究中，用于记录神经信号的可穿戴和可植入设备日益受到关注。这些应用从使用植入物记录单个神经的动作电位，到使用可穿戴设备测量复合信号在组织表面的投影，范围广泛。所有这些系统都有一个共同点，即它们受到尺寸和因此导致的功率限制。因此，它们需要一个在严格的功率预算内工作的高质量放大器输入级。通常，多个通道会并行记录，这进一步限制了单个放大器可用的功率量。表面记录生物电位的例子包括使用肌肉上方皮肤上的电极获取的肌电图（EMG）和用于心脏活动监测的心电图（ECG）。文献介绍了一种用于飞行蜻蜓的高度微型化无线多通道肌电图系统。为了实现更选择性的记录，人们设计了组织穿透电极和相关接口电子器件。1969年，Wise提出了一种用于细胞外记录的微电极，其尖端直径最小为2微米，并集成了至少四个通道的缓冲放大器。然后，研究人员在1994年基于硅平台展示了一个3维4×4微电极阵列记录探针。已证明从大脑测量的局部场电位（LFP）可以预测运动。2007年，报道了一种集成神经记录系统，该系统配备的微电极阵列适用于从至少100个探针记录动作电位（AP）。更近一些，2016年，Neuropixel平台提供了超过966个并行记录通道。此外，集成放大器还允许使用皮质内植入系统，包括脑机接口。脑机接口用于控制外骨骼、实时将手写信息的脑电波翻译成文字或无线执行屏幕上的选择任务。从大脑获取脑电图（EEG）可以实现在闭环麻醉中的自动给药。新型闭环方法旨在治疗癫痫发作。用于解释EEG的算法以及与可植入给药单元的结合，为患者带来了新型治疗策略。使用包含一千多根电极的微探针绘制小鼠大脑活动图谱，现已成为动物研究中常用的方法。最近，还推出了一种用于出生后前几周小鼠的更小系统。获取的信号通常在几十微伏的范围内。尽管不同生物医学应用所需的放大器带宽各不相同，但不超过几十千赫兹的低频操作是一个典型规格。通常，前置放大器决定了信号处理链的信噪比（SNR）。在初始信号放大后进入的噪声变得不那么有害。因此，前置放大器必须非常仔细地设计，以产生低输入等效噪声（IRN），并且其电压增益很高。增益要求是由微伏到毫伏范围内的信号放大到集成模拟电子电路的典型电压范围（根据技术不同，约为1V到5V）所决定的。因此，60分贝或更高的增益很常见，而低于10微伏的IRN可以确保信号与噪声之间具有良好的区分度，信噪比远大于10分贝。在放大之前可靠地抑制电极偏置电压对于保持适当的动态范围至关重要，这是设计中的一个主要挑战。文献表明，为了满足严格的噪声要求，在总功率预算中花费超过30%用于前置放大并不罕见。功率预算最终受到由此产生的热量生成的限制，热量生成不得造成任何组织损伤。文献建议了一个安全功率水平，约为10毫瓦（对于所报告的100通道系统，相当于每通道100微瓦）。这与通过无线传输可用的功率非常吻合。此外，尺寸也是一个关注点，尤其是在放大器阵列的情况下。考虑到典型的芯片面积为1.5毫米×1.5毫米，一个10通道的设计必须使每通道占用低于0.23平方毫米的有效面积（如果考虑焊盘和辅助电路的面积，则更少）。因此，高度微型化的系统采用集成电路技术（主要是成熟的CMOS）。表1总结了基本设计参数。这些数值进一步得到了第3节中综述的大量出版物数据的支持。
表1. 具有大量并行通道的系统中，生物医学放大器每通道的典型参数。一个CMOS输入级在高输入阻抗、高增益、低功耗和合理的制造成本之间提供了良好的折衷方案。然而，MOS场效应晶体管的噪声在低频时主要受其高固有闪烁噪声（1/f噪声）的影响。双极型晶体管（BJT）往往能产生更低的输入折合闪烁噪声，但其输入阻抗较低，且当生产需要额外的加工步骤时，成本较高。有时，横向BJT会被用作替代方案，因为它们与标准的CMOS制造工艺兼容。然而，由于缺乏优化的材料特性，这些器件的效率较低，需要更高的偏置电流才能获得与其优化的垂直等效器件相当的增益和噪声。除了输入器件的技术特性外，前置放大器的电路拓扑结构在寻找表1中参数组合的最佳平衡点方面也起着主要作用。过去，已有大量具有不同参数和设计方法的前置放大器被报道。本文对这些电路进行了回顾和分析，结构如下。第2节对不同放大器拓扑进行分类，并分析其用于低噪声放大的适用性。第3节则通过实测的噪声/功耗和面积折衷方案，对实际案例进行了比较。其中特别关注了电流复用拓扑结构，它是一种专门用于多通道的结构。第4节基于在180nm和350nm CMOS技术中制造的测试结构的测量结果，研究了横向BJT作为输入晶体管的性能。随后是第5节的讨论和第6节的结论。二、放大器拓扑结构在生物医学应用中，实现低功耗和低噪声放大器的方法在概念上有所不同。在这里，我们根据它们各自特有的技术——斩波技术、电流复用策略、输入级的反相器配置、折叠式共源共栅设计、使用多级增益、传统的长尾对运算跨导放大器（OTA）配置或使用BJT输入器件——将它们分为七大类。每种方法的简化示意图如图1a–f所示，并简要描述如下。
图1. 生物医学应用中低功耗和低噪声放大的不同概念性方法的示例配置：
(a) 传统OTA：具有差分输入对、作为负载的电流镜和偏置电流源Ibias的传统运算跨导放大器（OTA）。
(b) 斩波稳定放大器：具有斩波频率fch的斩波输入放大器。
(c) 折叠式共源共栅放大器：差分输入对与级联电流镜并联的折叠式共源共栅放大器，作为高阻抗负载工作。
(d) 基于反相器的放大器：左右两侧分别有互补晶体管，每对晶体管形成一个反相器。
(e) 多级放大器简图。
(f) 电流复用放大器：每个通道有一个输入对（标记为差分对）、一个电流镜级和一个重组级，形成输出信号通道。A.传统OTA
此类包括具有传统差分对输入级和阻抗负载的电路。负载可以与输入对堆叠，或者在输入级电流镜像到输出级后并联放置。B. 斩波输入
斩波放大器在放大之前用高频载波调制输入信号。上调制的信号被放大，然后混频回基频并滤波。因此，放大发生在较高的中频，从而避免了低频放大器噪声，尤其是闪烁噪声。例如，文献中展示了用于脑电图（EEG）记录的斩波稳定放大器。C. 折叠式共源共栅
在CMOS放大器设计中，使用折叠式共源共栅放大器是一种标准技术，因为仅使用少数晶体管即可实现高线性范围、宽共模范围和高带宽。折叠式共源共栅的差分对跨导输入级与实际增益级（提供产生增益的高阻抗负载）并联工作。D. 基于反相器的输入
基于反相器的放大器是一种不太常见的技术。由于其伪差分输入，与差分输入相比，其共模抑制比固有较低。此外，基于反相器的放大器对工艺、电压和温度变化敏感。基本上，一个类似于传统数字CMOS反相器的结构在反相器触发点附近工作，此时电路的增益较高。由于仅由少数晶体管构成且寄生电容相应较低，反相器可以在小供电电流下实现宽工作带宽。这使得基于反相器的放大器高效，同时输入参考噪声（IRN）往往较高（这将在以下各节与图2和图3的比较中变得明显）。通常，可以通过允许更高的电流消耗来降低噪声。在图1d中，一对反相器产生了伪差分配置，使用电流源确保了共模抑制比的改善。在中给出了使用低功耗基于反相器的放大器的系统示例。E. 多级放大器
多级方法描述了增益级的级联，其中每一级可能具有不同的拓扑结构。第一级在噪声性能方面起主导作用，因此消耗了大部分功率。例如，文献中介绍了一个以源跟随器为第二级的两级放大器。F. 电流复用
一种更新的方法是垂直堆叠增益元件，这样可以使用相同的偏置电流为它们全部提供偏置。这样做时，通道需要错开共模偏置电压，以确保输入晶体管处于饱和状态，并防止偏置电流源被切断。这增加了设计开销，可以视为这种方法的一个主要缺点。值得注意的是，在文献中发现了两种概念上不同的电流复用方法。第一种方法的一个例子中介绍的三通道差分正交电流复用放大器：在该设计中，所有堆叠单元都被视为单独的放大器，从而增加了通道数量，而无需在输入阶段增加额外的电流消耗。相反，在第二种方法中，堆叠的输入对被相加使用，以提高单个放大器所获得的跨导，从而允许降低每个放大器的偏置电流。后一种方法在文献29中得到了示例性展示，其中三个堆叠的反相器使单个通道的跨导提高了六倍。三、 噪声与功率的权衡
为了量化和比较放大器的功率消耗和噪声之间的权衡，文献32中引入的噪声效率因子（NEF）已被广泛用作品质因数。NEF比较了放大器产生的噪声与其消耗的电流，在假定电源电压恒定的情况下，该电流与其功率消耗成正比。NEF对于多通道应用尤为重要。文献中存在对NEF的修改，其中包括将电源电压水平作为另一个因素（称为功率效率因子，PEF）。然而，电源电压通常由其他系统组件的电压要求决定，并且最终往往由电池电压决定。使用线性转换器降低电压并不会改善系统的功率消耗，而有源转换器在尺寸、设计难度和效率方面的开销通常很大，令人望而却步。因此，我们在这里继续使用NEF的原始且最常见的形式：其中，Itot表示每个放大器通道使用的电流，UTH是热电压（室温下约为26mV），k是玻尔兹曼常数，T是开尔文温度，fc是3-dB截止频率，Vrms,in是IRN（输入参考噪声）在整个频率谱上的积分值。放大器噪声与由理想双极型晶体管（BJT）在相同总电流下偏置时产生的散粒噪声进行了比较。然后，因子2/π·fc来自于假设放大器具有一阶低通特性，且3-dB截止频率为fc。NEF（噪声效率因子）越低，表示噪声效率越高。通常，NEF的计算较为宽松。要么采用瞬态噪声测量，要么噪声积分未进行到截止频率，从而忽略了滚降尾部的考虑。因此，文献中报告的NEF值会有一定变化，具体值可能比严格应用方程（1）得出的预期值低约20%。对于单晶体管设计，理论上的理想BJT可以实现最低可能的NEF值，即1。对于目标生物医学应用，通常使用差分输入对，因为它能提供更高的共模抑制比。BJT差分输入对的理论NEF极限为2。只是最近，通过使用电流复用策略（将电流Itot用于为多个堆叠放大器供电），实际设计才达到并超越了这些理论极限。图2显示了过去35年来在CMOS技术中实现的放大器所报告的测量NEF数据。当然，数据点的收集并不全面，但对于观察这里概述的几个趋势很有用。在多通道设计中，计算是按每个通道进行的，因此任何功率消耗开销都会在通道之间共享。
图2. 用于生物医学应用的不同CMOS放大器噪声效率，分为七类。每个标记代表根据测量数据（为模拟噪声数据）计算得出NEF值。同一类别的数据点组用圆圈表示。虚线表示在对数刻度上通过所有数据点的最佳线性拟合。标记为BJT输入的设计是在CMOS技术中实现的横向BJT。图2中的蓝色虚线显示了整体NEF的稳步提高。蓝色虚线是所有数据点的线性拟合。因此，线性拟合区分了位于线下方的NEF表现较好的设计与位于线上方的其他设计。需要指出的是，仅NEF较高并不能说明设计不佳。通常，其他系统参数更为重要，或者绝对噪声性能相对于NEF所指示的相对权衡至关重要。数据点组可以按圆圈所示进行分组。观察到斩波稳定放大器的NEF在2到15之间，大多数设计位于图表的上半部分。因此，应用斩波技术似乎并不能提高噪声效率。电流复用、基于反相器和折叠式共源共栅设计的数据组出现在图表的下半部分。OTA（运算跨导放大器）设计组在虚线的上下方广泛分布，这表明这种设计方法适用于高效低噪声实现，但需要通过仔细权衡不同的设计规范来实现。例如，器件尺寸和输入范围之间存在直接的权衡。电流复用拓扑在效率方面处于领先地位。近年来，尽管在降低NEF方面存在趋势，但在绝对IRN（输入参考噪声）方面并未观察到此类发展。图3显示了与图2中相同设计的噪声水平图。作为比较的基础，平均瞬态噪声电压是通过在记录带宽上对噪声电压的平方进行积分，然后除以该带宽来计算的。绝对噪声没有改善的情况可能是由于生物医学记录应用中的噪声目标规范所致，其中，对于预期信号幅度（微伏至毫伏范围内）设置了最小信噪比（SNR），如表1所示。然而，技术限制也表明，使用晶体管尺寸和电流的标准尺寸会存在最小噪声水平。在其他应用领域中报告了噪声较低的设计实例，但代价是增加了技术难度，例如器件冷却。只有少数设计报告了使用BJT输入晶体管，但这些设计产生的IRN极具竞争力。值得注意的是，斩波放大器产生的IRN较高，且NEF相对较差。它们可以在避免关键应用中的低频噪声方面发挥作用，例如局部场电位（LFP）的记录。基于反相器的放大器往往噪声较大，这可能是由于其输入器件的偏置电流较低。因此，它们功耗低且噪声效率高，如图2所示。
图3. 放大器拓扑结构的平均平方和积分输入参考噪声（IRN）除以其带宽。虚线是在对数刻度上通过所有数据点的最佳线性拟合。这里比较的放大器大多是专用的研究原型，与商业生产线芯片相比，它们在可靠性、成本和可用性方面的要求不那么严格。为了了解单个芯片调整和优化的选择是否反映在最终的噪声性能上，有必要与已发布的商业设备进行比较：Intan Technologies为其RHD2216接口芯片在动作电位（AP）带宽内公布的输入参考噪声为0.288 fV/Hz 。Neuralink推出了一款输入参考噪声为3.48 fV/Hz的芯片。IMEC的神经像素平台在动作电位带宽内产生的输入参考噪声为2.5 fV/Hz ，这包括电极探针产生的噪声。这三个例子证实了图3中研究设备所描绘的总体情况，即IRN位于图表的下半部分，且完全处于研究级设计的范围内。对于图2中显示的每种七种拓扑结构，都可以确定主要的噪声来源。在运算跨导放大器（OTA）或基于反相器的拓扑结构中，输入级明显占主导地位。在斩波稳定放大器中，输入斩波器的开关会引起电荷注入，这会导致输入引线中的寄生电流流动并产生额外的电流噪声。它取决于斩波频率和斩波器时钟的幅度，并且可能对高阻抗负载有害。对于折叠式共源共栅拓扑结构，除了输入级之外，主要的噪声来源还有折叠电流镜和（级联）输出电流镜。在电流复用拓扑结构中，输出重组阶段是一个关键因素。对于三通道电流复用拓扑结构，来自输入级的八个电流分支被镜像到输出级。大量的镜像需要精心设计，并且占据了总体电流消耗相当大的比例，因为必须通过高跨导来降低镜像的输入参考噪声。图4展示了不同类别设计的平均电流消耗以及所呈现的最小和最大总电流值，从而完成了噪声效率的比较。可以观察到，基于反相器的技术使用的电流最少，其次是电流复用技术。斩波放大器的电流消耗处于平均水平，且存在相当大的差异。值得注意的是，许多出版物对于斩波器时钟信号生成所消耗的功率是否包含在其报告的数据中仍然含糊不清。总体而言，每通道约1µA的电流消耗被视为典型值，尽管其范围跨越了一个数量级以上。对于商业神经像素，据报道每通道（考虑整个系统的功耗）的电流消耗为27.2µA 。
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图4. 不同放大器类别的平均总电流以及已发布的最大值和最小值。实现技术的选择会影响记录通道的密度，并可能限制可实现的最大通道数。图5展示了图2中设计所采用的技术及其使用比例。总体而言，生物医学应用中70%的技术节点小于500纳米。近一半的电路是在180纳米或更小的技术下设计的。180纳米技术占比32%，是使用最广泛的技术。尽管每通道的面积仅在少数出版物中有所规定，但这些电路中75%的每通道面积小于0.23平方毫米。这些实证数据支持表1中给出的值。
图5. 图2所示出版物中使用的CMOS技术节点的细分。当MOS晶体管用作输入器件时，其尺寸会显著影响噪声性能，因为输入级的跨导与晶体管宽度成正比，而栅极面积决定了闪烁噪声。尽管并非仅输入级决定整个系统的面积，且图2所示出版物中不到一半的文献指明了每通道所占用的面积，但观察噪声性能与电路面积的比较仍然具有指导意义。图6显示了噪声等效因子（NEF）与每通道所用面积的关系。为了考虑不同技术，将面积进行了归一化处理，即除以该技术下可生产的最小面积（即技术节点尺寸的平方）。对于较大的设计，无法观察到归一化面积与NEF之间的直接相关性。然而，图6中有一个当前未填充的灰色区域，它表示当前尺寸/噪声权衡的极限。当前的一个挑战是设计出更小的电路，以便在保持NEF远低于10的同时实现更高的通道密度。
图6. NEF（噪声等效因子）与每通道归一化面积的比较。灰色标记区域显示了生物医学放大器设计方面的潜在改进空间。四、横向双极输入器件由于生物医学应用往往需要放大极低频率的信号，而闪烁噪声功率与频率成反比，因此它可能成为主导因素。增加MOS器件的面积有助于降低输入参考闪烁噪声，但可能会因寄生电容负载较高而牺牲放大器的带宽或稳定性。斩波技术可以避免闪烁噪声带宽的问题，但如前所述，它在电流噪声、功耗和设计开销方面存在局限性。总体而言，低频噪声受技术约束的影响，为电路设计师提供的优化可能性有限。因此，多年来，噪声转折频率并未出现显著改善。对于第3节中研究的设计，观察到的最小转折频率为0.5 Hz，最大转折频率为10 kHz。因此，通过体传导工作并避免产生噪声的表面缺陷区的双极器件可能具有更低的闪烁噪声，并在某些应用中被用作替代输入器件。观察到只有少数设计报告使用了双极型晶体管（BJT），部分原因是与MOS晶体管相比，BJT的输入阻抗较低，使其不太适合高阻抗电极接口。输入阻抗在一定程度上取决于技术，但通常不超过100千欧范围。某些接口电极，包括聚(3,4-乙二氧噻吩)（PEDOT）或PEDOT-碳纳米管（CNT）涂层的微电极阵列以及用于外周神经记录的多电极神经袖套，仅产生几千欧的低接触阻抗。在这些情况下，BJT输入级的输入阻抗高于电极阻抗，因此分流效应可忽略不计。设计上的挑战仍然是补偿残余输入基极电流，这可以通过在基极输入端使用补偿电流源来解决。由于专用BiCMOS制造选项的制造成本更高且可用性更低，因此有必要在标准CMOS技术中实现作为横向器件的BJT。然而，这些器件并非在所有CMOS设计套件中都作为标准器件单元提供，且通常特性较差。以下，我们将基于在350纳米和180纳米CMOS技术中制造的测量原型器件，检查不同横向BJT实现的关键性能参数。图7a显示了一个典型横向BJT的横截面结构，其中位于基极区域上方的多晶硅层或金属层用于将载流子从表面区域排斥到导电体材料中更深的区域。
图7. (a) 横向双极型晶体管(BJT)的横截面，其中基极区域上方覆盖有多晶硅层或金属层。(b) 四种原型设计的布局：BJT #1为圆形，基极区域上方有多晶硅层。BJT #2也为圆形，但基极区域上方覆盖的是金属。BJT #3是基于BJT #1的达林顿对晶体管。BJT #4为多边形，且上方覆盖有多晶硅。BJT #4设计也采用180纳米技术制造，此处称为BJT #5。(c) 与(b)中布局相对应的制造设计的显微照片。图7b展示了四种原型设计的布局，分别标记为BJT #1-#4。前三种设计每种都由四个相同的横向BJT并联连接而成。第四种设计是一对以达林顿配置连接的并联BJT，可获得更高的正向电流增益β。首先，所有四种设计均在350纳米CMOS技术中制造（有源区照片见图7c）并进行特性表征。其次，方形晶体管布局BJT #1也在180纳米技术中制造，此处称为BJT #5。已知β随发射极电流偏置的增加而减小。对于这些未采用针对BJT操作优化的层而实现的器件，尤其预期会出现这种情况，因此表现出明显的高注入效应。图7b中横向BJT原型的低电流β因子测量结果如表2所示，表中还列出了晶体管在中等发射极电流偏置下的其他测量关键参数。横向BJT具有寄生垂直晶体管，导致部分偏置电流泄漏到衬底中。这导致测得的电流效率降低至0.7以下。布局BJT #2使用效果较差的金属层而非多晶硅来偏置有源区域，在电流增益、电流效率和输入电阻方面表现最差。设计#1和#4表现出最佳性能。但是，由于并非所有设计套件在设计规则中都允许使用圆形，因此通常更偏爱BJT #4的方形布局。将该布局移至180纳米技术后，输入电阻、电流效率和跨导降低，但电流增益和厄利电压增加。为了检查噪声性能，将成对的器件以图8所示的差分设置连接。偏置尾电流Ibias选择为20µA，负载电阻为100 kΩ。
图8. 对称噪声测量设置，包含两个横向双极型晶体管（来自两个按图5设计制造的芯片），负载电阻为100 kΩ，偏置电流Ibias为20µA。
表2. 图7b中所示横向双极型晶体管原型的测量结果，发射极偏置电流为10µA（Ibias = 20µA）。假设理想双极型晶体管（BJT）的产率，用于计算每个输入晶体管的输入参考噪声密度
其中q为电子电荷，其他所有参数均如前所述。在选定的20µA偏置尾电流下，计算得到的输入参考电压噪声密度Vn_in为6.6 nV/√Hz。表2列出了每种设计的单个晶体管的输入参考电压噪声。这与分析预期结果相符（达林顿对除外，因为它不符合方程（2）的描述）。BJT #3的噪声最高，这可以由其低跨导很好地解释。圆形设计#1的结果最佳。然而，方形设计#4的结果与之相差无几，并且在180纳米技术（BJT #5）下甚至表现出更低的噪声。所有设备的闪烁噪声转折频率均低于100 Hz。对于所有展示的原型，噪声等效因子（NEF）在1.2到3.5之间，并接近理论上的理想BJT，其NEF为1。由于达林顿对BJT #3的高输入参考噪声（IRN），其NEF最高。作为使用MOS输入晶体管与横向BJT的放大器之间的示例比较，我们使用Cadence设计工具在标准180纳米CMOS技术中模拟了一对折叠式共源共栅放大器。在第一个设计中，使用横向BJT，差分对输入级以10µA的尾电流偏置，这接近于图4中折叠式共源共栅放大器的平均值。这导致增益带宽积为80 MHz，输入参考噪声密度（IRN）本底为11 nV/√Hz。具有可比性的MOS输入放大器以相同的尾电流偏置。模拟的输入参考噪声本底确定为16 nV/√Hz，即在相同功耗下显著更高。由于MOS晶体管的理论输入参考散粒噪声是由2/3 gm的因子计算得出的，而BJT晶体管的因子为1/2 gm，因此测量结果与理论预期相符。在50 Hz至10 kHz之间积分MOS折叠式共源共栅的输入参考噪声（IRN），得到7.5µVrms。因此，噪声等效因子（NEF）达到9.1。回顾图2，NEF为12.9，明显高于线性拟合值。对于具有横向BJT输入级的折叠式共源共栅，计算得到的积分噪声为1.3µVrms，导致NEF为2.2。与图2相比，横向BJT折叠式共源共栅正好位于拟合线上。图9绘制了模拟的输入参考噪声，包括低频闪烁噪声的贡献，并将其与各个BJT设计的测量噪声本底进行了比较。由于输入器件在整体输入参考噪声（IRN）中占主导地位，因此它们与完整放大器模拟结果之间的一致性很好，这是符合预期的。
图9. CMOS和BJT输入器件的模拟折叠式共源共栅放大器的输入参考噪声（IRN）比较。总偏置电流为20µA。作为参考，表2中横向BJT的测量噪声本底以虚线标记。五、 讨论电流复用拓扑结构已被证明在实现最佳噪声/效率权衡方面表现最佳，其噪声等效因子（NEF）为1.07。为了达到这一良好结果，重组阶段也需要设计为低噪声。此外，为了实现每个输入晶体管对（图1f中标记为差分对的堆叠阶段）在其预定工作点的偏置，需要不同的共模偏置电压。这通常通过输入信号的电容交流耦合来实现，从而排除了在极低频率下的记录。基于反相器的放大器在低电流消耗方面表现出色。因此，其输入参考噪声（IRN）高于平均水平。因此，它特别适用于对绝对噪声要求不严格但对功率效率要求高的应用。斩波稳定放大器非常适合极低频率应用，但它们会受到电荷注入引起的电流噪声和设计开销的影响。此外，图3和图4已经展示了折叠式共源共栅放大器在噪声和功率方面的良好性能。多级放大器和运算跨导放大器（OTA）是用途广泛的常见放大器设计。它们的设计相对简单，但仍能提供良好的噪声效率。在输入晶体管的选择上，（横向）BJT表现出最佳的绝对噪声性能（完整放大器的噪声达到了5 nV/√Hz）。与CMOS器件相比，在专用制造技术中高度优化的垂直器件在给定的偏置电流下具有非常高的跨导，随后具有较低的宽带噪声。在标准CMOS技术中以成本效益方式制造的横向器件在这方面效率较低。然而，横向BJT倾向于产生更少的闪烁噪声，因此，对于表1中列出的不同生物医学带宽的应用来说，它通常是一个最佳选择。显然，它们相对较低的输入阻抗使它们不太适合高阻抗电极。但是，在与例如包括PEDOT涂层电极和神经袖套电极的神经接口等结合使用时，它们有可能表现出良好的性能。为了直接比较布局选择对BJT性能的影响，我们设计和测量了四种横向BJT原型。基极区域的适当偏置对于电流效率、电流增益和输入电阻至关重要，这导致更倾向于在基极区域上方添加一层多晶硅，而不是使用效果较差的金属互连层来实现这一目的。圆形布局获得了最佳性能。然而，并非所有设计规则都允许圆形设计。具有同样良好性能的方形布局已被确立为一种实用的折衷方案。将相同的方形晶体管布局转移到更小的技术节点上，显示出噪声性能的进一步改善。所有评估的横向器件（达林顿对除外）获得的NEF接近理想目标1。作为实际示例，我们模拟了在180纳米CMOS技术中具有MOS和横向BJT输入晶体管的折叠式共源共栅放大器对。在这些设计中，输入级主导了输入参考噪声（IRN）。对于具有横向BJT的折叠式共源共栅放大器，达到了2.2的NEF，而对于MOS输入级，达到了12.9的NEF，两者的电流消耗和增益带宽积相同。六、 结论未来的应用需要进一步的微型化和并行化放大器来检测生物电势，包括局部场电位（LFP）、动作电位（AP）和脑电图（EEG）。已经观察到噪声效率方面的改善趋势。通过将设计分为七种拓扑结构，讨论了设计选择对噪声和相关权衡的影响。已经注意到生物医学应用中已发布的放大器的绝对输入参考噪声（IRN）的下限。从历史数据中观察到每通道电流消耗持续提高的需求，并解释为生物医学应用（尤其是神经接口）中通道数量和密度不断提高的持续需求。在这方面，电流复用拓扑结构已被证明提供了最佳的噪声/效率权衡。尽管横向BJT输入级提供了最佳的绝对噪声性能和低闪烁噪声，但注意到只有少数横向BJT输入级被使用。本文共制造并展示了五种不同的横向BJT原型，所有原型都表现出具有竞争力的NEF。尽管横向BJT放大器仅限于低电阻电极负载，但通过模拟确认其是高效和低噪声应用的合适设计。预计噪声优化的输入器件与在高通道数系统中采用的电流复用策略相结合（其中偏置开销也在通道之间有效共享），将在不久的将来将每通道的NEF降低到远低于1的水平，同时保持约10 nV/√Hz的绝对输入参考噪声（IRN）。实现NEF低于10且归一化面积小于20,000平方仍然是一个未解决的挑战。东莞富临医疗科技有限公司是 Intan Technologies 在亚洲的代理商， 为亚洲客户提供“服务”与供应“电生理产品”
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